采用MC33262 PFC控制芯片实现高功率因数校正电路的

作者:365滚球 发布时间:2020-12-11 01:06

  由于其体积、重量和效率的优势正逐步取代线性电源,在各个领域获得广泛应用。传统的非控整流间存在较大相位差,输入电流呈脉冲状,严重非正弦,谐波分量很高,给电力系统带来了严重,一般电网侧功率因数仅为0.65左右。国际电工委员会(IEC)早在20世纪90年代初就制定了有关法规,严格限定设备的功率因数必须接近于1.在当前大力倡导绿色电源的背景下,提高开关电源的功率因数也已经成为国内电源厂商的当务之急。

  APFC技术按照电感电流是否连续可分为断续(DCM)和连续(CCM)模式2种。CCM一般基于直流—直流升压(BOOST)变换器,尤其适合于大中功率容量。MC33262功率因数补偿控制芯片电流控制方式是CCM中的峰值电流控制方式。

  MC33262芯片内部含有自起动定时器、一象限乘法器、误差放大器、电流检测比较器、零电流检测器、图腾柱驱动输出以及过压、欠压等保护电路,具体内部结构框图见图1所示,图中1~8分别表示芯片引脚号,Vref为参考电压。

  利用一个无感采样电阻检测开关管流过电流,将所得电压信号经过一个内置阻容(RC)滤波电路送入零电流比较器。该比较器电流基准值由乘法器输出供给。乘法器有2个输入,一个是变换器输出直流电压(经过分压采样)与基准电压之间的误差信号;另一个为全波整流后输出电压经过电阻分压后的值。因此电流基准为双半波正弦电压,令电感电流的峰值包络线跟踪该输入电压的波形,使输入电流与输入电压同相位,并接近正弦。该闭环系统在保持输入端功率因数接近1的同时,也能保证输出电压的稳定。

  当输出电压上升时,误差放大器输出电压下降,使乘法器输出的基值电流值下降,开关管的导通时间缩短,流过电感的电流下降,从而使输出电压下降。反之,使输出电压上升,以达到稳定输出电压的目的。由于乘法器输入取样来自全桥整流的输出,所以乘法器的输出和全桥整流输出电压波形的相位相同,从而使电感电流的平均值和整流输出电压同相,达到功率因数补偿之目的。MC33262片内还带有RS门锁电路,它同时受电流检测比较器、零电流检测比较器和过电压比较器3个输出的控制,并可以确保在同一时刻芯片的脉冲宽度调制(PWM)信号输出只有一种状态的驱动信号出现。MC33262片内还带有欠电压封锁电路,当输入电源电压降低至内置8V参考电压时,封锁PWM脉冲输出。MC33262片内还带有过电压比较器,能在输出端一旦出现过电压时禁止芯片产生驱动输出。

  从控制角度上讲,该APFC电路同时引入了电压和电流反馈构成一个双环控制系统,外环实现输出电压稳定,内环实现输入电流整形使之成为与电压同相位的标准正弦波。

  图2所示为采用MC33262PFC控制芯片构成的有源功率因数校正电路原理性框图。场效应晶体管MOSFET)的导通受控于MC33262芯片内的零电流检测器,当零电流检测器中的电流降为零时,MOSFET导通,此时电感开始储能,电流增加。这种零电流导通控制的突出优点有:

  (1)由于MOSFET开始导通时刻,储能电感中电流为零,这样MOSFET开关的应力和损耗大大减小,同时降低了对后级整流二极管快恢复性的要求,因此选用普通的快恢复二极管即可满足设计要求;另一方面免除了由于二极管恢复时间过长引起的开关管损耗,也就大大增加了开关管的可靠性。

  (2)由于开关管的驱动脉冲间无死区,所以输入电流是连续的并呈正弦波,这样大大提高了系统的功率因数。

  为避免交流输入端外界产生的电压尖峰对电源造成不利影响,采用金属氧化物压敏电阻并接在交流输入端对瞬态电压进行抑制。同时采用负温度系数的热敏电阻(NTC)串联在交流输入端,用以增加对交流线路的阻抗,把浪涌电流减小至安全值。高频开关电源产生的电磁干扰(EMI)主要以传导干扰和近场干扰为主。共模干扰和差模干扰是传导干扰的2种基本模态,EMI滤波器是目前使用广泛,也是有效的开关电源传导干扰抑制方法之一。EMI滤波器不但要抑制差模干扰,也必须抑制共模干扰,它的基本电路可以参照图3.

  交流输入电路与电感L和电容C组成的低通滤波网络相连,以抑制电网上来的电磁干扰,同时还对本身产生的电磁干扰有抑制作用,以保证电网不受污染。图3中L1为差模扼流线部分串入相线线的阻抗平衡,防止由于阻抗不平衡引起新的干扰。共模扼流圈由2个线圈对称绕制而成,其特点是对网侧工频电流呈现较低阻抗,但对流经的高频共模干扰而言,等效阻抗却很高。

  EMI滤波电路中的电感器件串入电路中对工作状态不加干涉,而对差模和共模干扰起到抑制作用,它的结构是在1只磁芯上绕制2个相同绕组的线个线圈分别串接在电源上,当工作电流接通时,磁芯中的磁动势相互抵消,因而磁芯材料不受任何影响,不必担心其磁饱和。在这次研制过程中,采用频率特性好,导磁率高的铁氧体材料。在该研制过程中,采用电感和电容组成π型滤波器,使得输出电压更加平滑,交流分量更少,考虑到电感器件中经常有较大的直流电流成分,因而电感器件的铁芯采用具有高饱和磁通密度的铁粉芯材料制成。

  基于MC33262PFC控制芯片的AC/DC变换器电路结构如图3所示。图中BD1为整流桥,CY为干扰滤波电容,TR为热敏元件,ZD1为稳压管,EC为电解电容,VR为压敏元件,FUSE为保险丝,1~8分别表示芯片引脚号。

  图3所示APFC电路主要由控制器IC芯片MC33262、MOSFET功率管Q1、升压电感器L4、升压二极管D2、输出滤波电容EC2及反馈环路组成.APFC变换器的工作原理基于升压电感L4的电流与电压之间的物理关系。在Q1导通时,升压二极管D2截止,滤波电容EC1通过负载放电。当Q1由导通跃变为关断时,L4产生的突变电势使D2正向偏置导通,L4中的储能经D2释放,对EC2充电。由于Q1和D2交替导通,使整流桥输出电流经L4连续流动。这就意味着整流二极管在交流电源的半个周期内,导通角趋于180°。该电路采用双环反馈控制方案。内环反馈的作用是将全波整流输出直流脉动电压通过R003和R004组成的电阻分压器取样输入到MC33262第3脚,以保证通过L4的电流时刻跟踪输入电压按正弦规律变化的轨迹。通过L4的三角形高频电流的峰值包络线正比于输入交流电压,其平均电流则呈正弦波形,这就意味着电源输入电流也呈正弦波。外环用作APFC变换器输出直流电压的反馈控制。直流输出电压通过R005和R009组成的电阻分压器取样输入到MC33262的第1脚,MC33262输出PWM驱动信号调节MOSFET功率管的占空比,以使输出电压稳定。

  交流输入电压经桥式整流,输出100Hz的正弦半波直流脉动电压,能够比较真实反映交流(AC)输入电压波形的全波整流电压,经过电阻分压器分压、小电容C004滤除高频噪声输入到芯片内部的乘法器。滤波电容EC2两端直流电压通过R005和R009分压输入到芯片内部误差放大器的反相端,并与误差放大器同相端精密参考电压Vref比较,产生一个直流(DC)误差电压,作为一象限乘法器的另一路输入。当AC输入电压从零按正弦规律变化到峰值时,乘法器的输出控制电流传感比较器的门限,迫使通过MOSFET功率管Q1的峰值电流跟踪AC输入电压的变化轨迹。流过MOSFET功率管Q1的电流在电阻R010上转换为电压信号,输入到芯片第4脚,经过芯片内置阻容(RC)低通滤波器,输入到MC33262芯片内电流检测比较器的正向输入端。电感L4电流的波形呈高频锯齿三角波,在电流值从零增长到峰值的过程中,Q1是导通的。乘法器的输出则是电感峰值电流的参考电压,只要在R011上的传感电压超过电流检测比较器的门限电压,片内逻辑电路动作,输出MOSFET功率管关断信号。升压电感L4的副边绕组Ns将感应电压经D1整流EC1滤波,作为MC33262芯片启动后的辅助电源;Ns还用做L4的高灵敏度的电流传感器。Ns将流过L4的电流检测后,经限流电阻R007输入到片内零电流检测器,只要电感电流一降至芯片所设置的“零”电平,零电流检测器则通过置位门锁驱动MOSFET导通。

  升压电感器L4选用铁氧体材料铁芯和李氏漆包线绕制,原副边线.原边Np绕组的电感为580μH,副边Ns是辅助电源及零电流检测绕组。

  实验结果显示该AC/DC变换器在较宽广的输入电压范围下获得高度稳定的直流电压400V输出,纹波峰峰值在8V以下,输出额定功率达150W,满载下效率η=95%,功率因数λ≥0.99,输入电流总谐波畸变D《6%.图4和图5所示记录了芯片3脚的采样输入电压、交流输入电流波形。图6所示为MOSFET上源极电阻上的采样电压波形,它反映了流经MOSFET上的电流波形,即电感储能阶段电感电流波形。可看出由于MOSFET开关频率很高(将近70kHz),在开关关断过程中源极电阻上有较强的干扰电流流过,示波器记录波形上出现不少尖峰毛刺。MC33262芯片内已预先设置了RC滤波器对该信号做滤波处理,不过一般可在4脚与源极电阻间考虑再增添一外部RC滤波电路,增强抗干扰效果。

  由MC33262构成的功率因数校正电路外围结构简单,电路元器件少,电路的体积和成本下降,提高了系统的可靠性。目前这种APFC技术已经在开关电源、电子镇流器等诸多领域得到了应用。该APFC电路采用峰值电流控制方式,属于准连续电流模式,MOSFET开关频率很高,这对EMI滤波电路的设计有较高的要求。不过该系列芯片与其他采用连续模式的APFC芯片相比有着较高的性价比,值得作进一步完善研究。

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